La tecnologia Zero Voltage Switching (ZVS) / Zero Current Switching (ZCS), també coneguda com a tecnologia de commutació suau, pot millorar l'eficiència de les fonts d'alimentació de commutació suau de baixa potència fins a un 80% a un 85%. A la dècada de 1970, les fonts d'alimentació de commutació ressonant van establir les bases de la tecnologia de commutació suau.

 
Introducció bàsica

Les fonts d'alimentació en mode de commutació PWM funcionen en un mode de commutació dura, on les formes d'ona de voltatge i corrent es solapen durant el procés d'encesa/apagada, donant lloc a grans pèrdues de commutació. Tot i que l'operació d'alta freqüència pot reduir la mida i el pes, les pèrdues de commutació augmenten. Per tant, cal estudiar tecnologies on les formes d'ona de tensió/corrent no es superposen durant la commutació, que s'anomena tecnologia ZVS/ZCS o tecnologia soft-switching. L'eficiència de les fonts d'alimentació de commutació suau de baixa potència es pot millorar del 80% al 85%. Les fonts d'alimentació de commutació ressonant a la dècada de 1970 van establir les bases de la tecnologia de commutació suau. Des d'aleshores, han sorgit noves tecnologies de commutació suau, com ara quasi ressonant (a mitjans dels anys vuitanta), ZVS-PWM amb desplaçament de fase de pont complet, ZVS-PWM/ZCS-PWM de freqüència constant (a finals dels anys vuitanta) , pinça activa ZVS-PWM, ZVT-PWM/ZCT-PWM (a principis de la dècada de 1980), ZV-ZCS-PWM amb desplaçament de fase de pont complet (a mitjans de la dècada de 1980), etc. La Xina ja ha aplicat els darrers soft- tecnologia de canvi a fonts d'alimentació de comunicació de 1990 kW amb una eficiència del 1990%.

 
Aplicació de la tecnologia

 
Els requisits clau per a un regulador de diners solen ser la mida i l'eficiència. Com que l'àrea de la placa de circuit imprès és preciosa, cap dissenyador vol destinar espai addicional a la solució de disseny d'energia. A més, a mesura que els microcontroladors i els processadors de senyal digital (DSP) continuen evolucionant, les solucions de disseny de plaques de circuit també continuen actualitzant-se. Tot i que la potència ha augmentat, la mida del producte no pot augmentar. Per tant, s'han desenvolupat reguladors d'alta densitat amb la millora de la darrera integració IC, MOSFET tecnologia i processos d'embalatge. Tot i així, aquests reguladors encara no poden complir els requisits d'aplicació dels nous sistemes, especialment a mesura que la densitat de potència dins del sistema continua augmentant. El motiu principal és que les pèrdues de commutació dificulten el rendiment intern del regulador MOSFET. Si aquests problemes de pèrdua no es resolen fonamentalment, només es poden esperar millores de rendiment menors.

 
Motius de la selecció

Les principals causes de les pèrdues de commutació són: primer, la commutació dura. Actualment, la majoria de topologies de reguladors no aïllats tenen pèrdues de commutació elevades. El motiu és que durant el període d'activació/desactivació, el MOSFET suporta simultàniament una gran tensió de corrent i alta tensió. Quan la freqüència de commutació i la tensió d'entrada augmenten, aquestes pèrdues també augmenten, limitant la freqüència de funcionament màxima, l'eficiència i la densitat de potència que es pot aconseguir. En segon lloc, les pèrdues d'accionament de la porta. Com que la càrrega de Miller al circuit d'accionament de la porta té un alt consum d'energia, les pèrdues de la unitat de la porta de la topologia de commutació dura també són elevades. En tercer lloc, el cos diode conducció. Quan la part alta MOSFET s'encén i s'apaga, un corrent polsant elevat flueix pel cos diode del costat baix MOSFET. Com més llarg sigui el temps de conducció del cos diode, més gran és la pèrdua de recuperació inversa i el cos diode pèrdua de conducció. Cos diode La conducció també pot provocar un sobrepassament destructiu i un timbre. Les pèrdues de commutació també limiten la freqüència de commutació del regulador. Com més gran sigui la freqüència de commutació, més llarg serà MOSFET temps de canvi, i com més grans siguin les pèrdues. Si l'interruptor no pot canviar a una freqüència elevada, l'ús de components passius més petits (resistències, condensadors i inductors) es limitarà, afectant la densitat del regulador. Molts dissenyadors electrònics esperen utilitzar ZVS al punt de càrrega.

En resposta a aquests problemes, Picor ha introduït una plataforma reguladora de canvi suau d'alt rendiment, altament integrada i que pot funcionar a altes freqüències, reduint en gran mesura les pèrdues de commutació i millorant l'eficiència.

I. Antecedents de l'aplicació ZVS

La commutació de voltatge zero (ZVS) es refereix a quan el tub de l'interruptor està apagat, la tensió als dos extrems del tub de l'interruptor ja és 0. D'aquesta manera, es pot minimitzar la pèrdua de commutació del tub de l'interruptor. Les fonts d'alimentació ressonants que fem servir habitualment, com ara les cuines d'inducció i les fonts d'alimentació LLC, són totes fonts d'alimentació ressonants. Els carregadors normals són fonts d'alimentació de commutació dura, que tenen pèrdues més elevades que aquestes fonts d'alimentació de ressonància. Per tant, ZVS pot aconseguir una eficiència molt alta. Per exemple, en una cuina d'inducció, quan ajustem la potència a un nivell relativament alt, continuarà escalfant; quan la potència s'ajusta a un nivell inferior, comença a escalfar-se de manera intermitent perquè no pot arribar a l'estat de ressonància. Les fonts d'alimentació de commutació dura com els nostres carregadors habituals sempre oscil·len contínuament, independentment de si estan carregades o descarregades. Tanmateix, ZVS té un desavantatge, que és que el seu rang d'ajust és generalment estret.

 
II. Principis de commutació de voltatge zero (ZVS)

Figura 2-1 Diagrama del principi de commutació de voltatge zero (font d'alimentació de CC)

Figura 2-2 Forma d'ona de commutació de tensió zero i la seva forma d'ona a t2

Quan s'aplica energia, el corrent que circula per L1 és zero. La font d'alimentació s'encén Q1 i Q2 a través de R1 i R2, i el corrent a través de L1 augmenta gradualment. A causa de les diferències de característiques entre els dos transistors de commutació, el corrent que flueix cap a Q1 i Q2 serà diferent. Suposant que el corrent a través de Q1 és més gran que Q2, la tensió de la porta de Q1 serà superior a la de Q2. A través del diodeA D1 i D2, la tensió al punt 'a' serà inferior a la del punt 'c', donant lloc a una tensió induïda amb 'b' positiu i 'a' negatiu. Això forma una retroalimentació positiva a través de T1, fent que Q1 s'encengui i Q2 s'apagui, completant el procés d'inici.

(Interval de temps t0~t1) Durant l'estat estacionari quan Q1 està conduint, el corrent del període anterior a través de T1 era de "a" a "c" i la tensió a C1 era zero. Com que el corrent no pot canviar bruscament, el corrent a través de T1 carrega C1, donant lloc gradualment a una tensió a través de C1 amb 'a' negatiu i 'c' positiu, formant una forma d'ona sinusoïdal creixent. En aquest moment, la tensió "a" es redueix a 0 V per Q1, fent que la tensió al punt "c" augmenti sinusoïdalment. La tensió de la porta de Q1 està subjecta a la referència de tensió diode D3, mantenint Q1 conduint de manera cronometrada.

 
Figura 2-3 (t0~t1) Q1 Conducció, T1 Càrrega C1

3. (Interval de temps t1~t2) C1 comença a descarregar-se a través de T1 des del punt 'c' fins al punt 'a', fent que la tensió a través de C1, és a dir, la tensió en el punt 'c', disminueixi de manera sinusoïdal. Al mateix temps, el corrent a través de T1 augmenta sinusoïdalment del punt 'c' al punt 'a'.

Figura 2-4 (t1~t2) Descàrrega del bobinatge C1 a T1, quan la tensió a C1 és al voltant de 0, Q1 s'apaga i Q2 s'encén.

4. (Interval de temps t2) Quan C1 està gairebé descarregat, la tensió al punt 'c' cau al voltant del voltatge llindar del transistor MOS, la qual cosa fa que Q1 entri a la regió d'amplificació a través de D2. En aquest moment, el corrent de descàrrega de C1 a través del bobinatge T1 del punt "c" al punt "a" arriba al seu valor màxim. Simultàniament, a mesura que Q1 entra a la regió d'amplificació, la tensió al punt "a" augmenta gradualment i Q2 també entra a la regió d'amplificació a través de D1.

5. (Interval de temps t2) C1 es descarrega completament, i el corrent a través del bobinatge T1 des del punt 'c' fins al punt 'a' arriba al seu valor màxim. Comença a carregar C1, donant lloc a una tensió a través de C1 amb 'a' positiu i 'c' negatiu, mentre que la tensió a través de C1 augmenta sinusoïdalment. En aquest moment, tots dos transistors MOS entren simultàniament a la regió d'amplificació.

6. (Figura de la dreta) A causa de la càrrega contínua de C1 per T1, la tensió a través de C1 és positiva al punt 'a' i negativa al punt 'c'. A través dels dos diodes, la tensió de la porta de Q2 augmenta i la tensió de la porta de Q1 disminueix gradualment, formant una retroalimentació positiva. Com a resultat, Q2 s'encén i Q1 s'apaga.

7. El procés de conducció de Q2 és similar al de Q1.

8. El valor de la inductància de L1 és més gran que el de T1, i el corrent a través de L1 es manté relativament constant durant tot el cicle d'oscil·lació. Durant el procés d'oscil·lació, L1 reposa contínuament energia a l'oscil·lador LC.

III. Càlcul de commutació de voltatge zero (ZVS).

1. Càlcul de l'amplitud de la forma d'ona

A partir del gràfic de la forma d'ona, es pot veure que la forma d'ona al punt "b" de L1 és el valor absolut d'una ona sinusoïdal (és a dir, la tensió que baixa a Vbm a continuació). Utilitzant la condició d'estat estacionari on la integral de tensió a través de l'inductor és zero i la integral de corrent a través del condensador és zero, es pot calcular l'amplitud de la tensió al punt "b".

Suposant que la tensió al punt 'b' és , i la tensió de la font d'alimentació és Vcc,

Aleshores, la tensió als dos extrems de L1 és per tant ,

Integrant la tensió als dos extrems de L1...calculat com,

A partir del gràfic de la forma d'ona, es pot observar que la tensió al punt "b" és la meitat de la tensió entre els punts "a" i "c". Per tant, la tensió als extrems "a" i "c", que també és la tensió a través de C1, és...per tant, .

2. Càlcul del corrent de l'inductor

Un cop sabem la tensió a través del condensador C1, és , podem calcular el màxim de corrent de pic a l'inductor utilitzant les fórmules per a l'energia emmagatzemada en un condensador i l'energia emmagatzemada en un inductor. El corrent màxim màxim a l'inductor ve donat per la fórmula: , on L és el valor de la inductància entre els punts 'a' i 'c'.

Com podem veure, amb un valor més gran de la capacitat (C) i un valor menor de la inductància (L), augmenta el corrent a través de l'inductor. Això dóna lloc a un camp magnètic més fort i condueix a un escalfament per inducció electromagnètica. Tanmateix, quan el corrent a través de l'inductor es fa massa gran, hem de tenir en compte les pèrdues de la seva resistència. A més, el corrent màxim que flueix pel condensador és igual al corrent màxim a través de l'inductor. Per tant, a l'hora de seleccionar el condensador ressonant, hem de tenir en compte la seva intensitat màxima.

3. Càlcul de la freqüència de ressonància

Com que es tracta d'una ressonància paral·lela LC, la freqüència de ressonància es pot calcular com

4. Càlcul de corrent de pic de corrent altern a l'inductor L1

Quan el valor d'inductància de L1 és relativament gran, el corrent que hi circula és principalment de corrent continu, compensant l'energia perduda en l'oscil·lació. Com que es coneix l'amplitud al punt 'b', podem calcular el pic de corrent alterna a L1 durant un cicle d'oscil·lació (el pic de corrent real és la suma del corrent DC i el pic de corrent AC).

La tensió al punt 'b', Vb, és igual a Vcc durant una durada de temps, t:

Per tant, integrant la tensió,, podem calcular el pic de corrent que circula per L1. Una petita L1 donarà lloc a un gran pic de corrent, provocant pèrdues innecessàries.

Una solució PD (Power Delivery) de 100 W que utilitza la topologia de commutació de voltatge zero (ZVS).

La creixent demanda d'una bateria més gran i un temps de càrrega més curt ha augmentat els requisits d'energia del carregador. Aconseguir una gran potència en un factor de forma petit suposa un repte important, que condueix a diverses solucions innovadores, com ara la topologia ZVS, commutadors d'alt rendiment, mètodes d'embalatge innovadors i l'ús de materials de banda ampla per satisfer els requisits de disseny.

L'objectiu és aconseguir un 94% d'eficiència i una densitat de potència de 23 W/in3 utilitzant interruptors d'alimentació i noves estructures de topologia.

Per aconseguir una densitat de potència més alta, cal seleccionar l'estructura de la topologia adequada, les especificacions, les dimensions i les tècniques de control avançades. Al mercat actual de carregadors mòbils d'alta potència, hi ha diverses solucions disponibles per als carregadors USB-PD d'alta potència, com ara PFC+QR i PFC+LLC. No obstant això, aquestes solucions tenen certes limitacions, com ara la incapacitat de QR per aconseguir la commutació suau i la dificultat d'utilitzar la topologia LLC per al disseny de voltatge de sortida variable.

En resposta a aquests reptes, Infineon ha introduït una nova topologia híbrida asimètrica de mig pont (com es mostra a la figura 1). El mig pont i el condensador en sèrie condueixen col·lectivament el transformador flyback convencional. La inductància primària principal del transformador de retorn i el condensador en sèrie formen un circuit ressonant, que permet les característiques ZVS dels interruptors de mig pont i proporciona una transferència de potència ressonant durant la fase de desmagnetització convencional del transformador de retorn. Durant el funcionament normal, el cicle de càrrega i la potència relacionada es controlen mitjançant un corrent DC màxim, mentre que la fase de desmagnetització es controla mitjançant el temps per garantir una premagnetització negativa adequada, complint així les condicions ZVS requerides per als interruptors de mig pont.

Figura 1: Diagrama esquemàtic simplificat de la topologia flyback asimètrica de mig pont.

El circuit d'alimentació del costat primari s'implementa a través d'un circuit ressonant LC, que és impulsat per un mig pont similar a un convertidor LLC. L'inductor ressonant Lr és un inductor en sèrie que pot ser la inductància de fuga del transformador o la inductància de fuga combinada amb un inductor extern. Lm representa la inductància principal del transformador. El mateix efecte de conversió també es pot aconseguir connectant el condensador ressonant Cr i la bobina primària del transformador entre el node positiu i el punt mitjà del mig pont. Quan l'interruptor de la part alta HS està conduint, l'energia s'emmagatzemarà en Cr i Lm, i l'energia emmagatzemada a cada component variarà amb la tensió d'entrada i la freqüència de commutació (com es mostra a la figura 2).

Quan s'apaga l'interruptor de la part alta HS, el corrent del transformador obligarà a caure el punt mig del mig pont VHB fins que el cos diode de l'interruptor del costat baix subjecta la tensió. Aleshores, l'interruptor del costat baix s'encén a tensió zero mentre la fase del transformador s'inverteix i l'energia es transfereix al costat secundari. Quan s'apaga l'interruptor del costat baix, el corrent negatiu induït al transformador a l'etapa anterior forçarà la tensió al punt mitjà del mig pont VHB a pujar fins que el cos diode tensió de pinça de l'interruptor de costat alt HS, similar a l'etapa anterior. En condicions ZVS, HS s'activa mentre LS està apagat, però el corrent al circuit ressonant del transformador encara és negatiu, la qual cosa significa que l'excés d'energia del circuit ressonant es retornarà a l'extrem d'entrada.

Per què triar la topologia híbrida flyback?

En comparació amb altres topologies flyback, el transformador híbrid flyback necessita emmagatzemar menys energia, cosa que ajuda a reduir la mida del carregador.

El flyback híbrid pot aconseguir ZVS complet al costat primari i ZCS complet al costat secundari, i també es pot recuperar l'energia de fuites, millorant així l'eficiència.

Com es mostra a la fórmula següent, la tensió de sortida varia amb el cicle de treball. Per al flyback híbrid, és molt més fàcil aconseguir una sortida ampli rang de voltatge, superant les limitacions de la topologia LLC en aplicacions de sortida de voltatge àmplia.

Vout: tensió de sortida

D: Cicle de treball

Vin: tensió d'entrada

Lm: Inductància del transformador

N: Relació de girs del transformador

Lr: inductància de fuga del transformador

Disseny de referència USB-PD de 100 W d'Infineon

La solució completa es mostra a la figura 3. L'etapa PFC utilitza el mode de conducció crítica IRS2505 i el paquet ThinPAK IPL60R185C7 CoolMOS™, mentre que l'etapa DC-DC utilitza el controlador PWM digital XDPS2201 i IPLK60R360PFD7. Al mateix temps, el BSC028N06NS s'utilitza com a interruptor de rectificació síncrona (que es pot substituir pel ISZ0702NLS de baixa tensió dissenyat específicament per a la rectificació síncrona del carregador en el futur per millorar encara més la rendibilitat). El controlador de protocol és CYPD3174 i el canal p MOS BSZ086N03NS3 s'utilitza com a interruptor de seguretat de sortida.

Mitjançant aquesta configuració, l'eficiència màxima pot arribar al 94% i el consum d'energia en espera és inferior a 60 mW.

Màxima eficiència:

Escollir l'alta tensió adequada MOSFET és crucial

La tecnologia de commutació suau permet que el dispositiu funcioni amb commutació de voltatge zero (ZVS), on el MOSFET només s'encén després que la seva tensió de drenatge arribi a 0 V (o prop de 0 V). Aquesta estratègia elimina les pèrdues de conducció, que normalment són els principals contribuents a les pèrdues totals de commutació. Malauradament, a causa de la naturalesa "no pèrdua zero" del condensador de sortida, tots els SJ d'alta tensió MOSFETs pateixen una pèrdua addicional coneguda com a pèrdua d'energia durant la càrrega i descàrrega del MOSFET capacitat de sortida (Coss). Per tant, fins i tot quan es treballa en condicions ZVS, no és possible recuperar tota l'energia emmagatzemada al condensador de sortida (Eoss). Aquest fenomen està relacionat amb la característica d'histèresi de Coss, que es pot observar mitjançant mesures de senyal més grans durant el cicle de càrrega/descàrrega de Coss. Com a resultat, aquestes pèrdues sovint s'anomenen pèrdues d'histèresi Coss (Eoss,hys).

Gràcies a l'avançada tecnologia SJ d'Infineon, la sèrie CoolMOS™ PFD7 redueix encara més les pèrdues per histèresi, ajudant així a millorar encara més l'eficiència.

Conclusió

Basat en el XDPS2201 digital, la topologia quasi ressonant ZVS pot aconseguir ZVS i ZCS en diferents condicions de voltatge d'entrada i corrent de sortida. A més, també pot recuperar energia de la inductància de fuites del transformador. Potència d'alt rendiment MOSFETs contribueixen a aconseguir fins a un 94% d'eficiència en el disseny USB-PD de 100 W amb dimensions de 60 mm x 40 mm x 18 mm.